場效應功放電路
場效應管具有輸入阻抗高、頻率特性好、穩定性好(無二次擊穿現象)
場效應管功放電路 自制的場效應功放電路圖
低噪聲、低失真等特點，已被廣泛地應用在音響電路中，用VMOS功率場效應管制成的功放，音色優美，音色比雙極型晶體管功放暖，與電子管功放相似，失真小且制作容易，因此很受音響愛好者的喜愛。［]能擁有自制的高品質功放更是很多發燒友的夢想，因為自己動手制作功放。
下面介紹一款簡潔易制的場效應管功放電路。
如圖所示(圖中只畫出一個聲道)。為減小失真，輸入級采用差動放大電路。V1用對管2SC1583，穩定性和對稱性好；V2接成恒流源，為本級提供穩定的靜態工作電流，采用恒流源作差動放大器的射極電阻，可提高差動放大器的共模抑制比和動態范圍，從而進一步改善失真。c1為輸入耦合電容，R1、c2構成低通濾波器，阻止前級的超音頻干擾信號竄入功放；R2決定了功放的輸入阻抗。合形式，是從成本上考慮的。若全用場效應管，效果更好。
各管的射(陰)極都加有本級電流負反饋電阻，起穩定靜態工作點的作用。有利于改善失真。整機負反饋則由R18、R19、C6、C7組成，總增益約為26．8dB。C7是隔直電容，使前后級形成直流全負反饋，保證輸出中點靜態零電位。
c3、c6是為了抑制高頻自激振蕩而設置。放大器的電壓增益大部分由V3獲得，而c3可產生高頻負反饋，降低放大器的高頻增益，破壞高頻自激的幅度條件。但c3又使高頻相位 更加滯后，所以在反饋回路中加入C6，進行相位超前補償，破壞高頻自激的相位條件。
C5、R17組成相移校正電路，使負載近于純電阻。防止高頻自激。由于揚聲器阻抗中的電感分量在高頻時明顯增加，使放大器的負載呈電感性，引起輸電流滯后于輸m電 壓。若放大器的高頻增益較高，還容易產生高頻自激振蕩。
R13、R14串接在柵極是防止VMOS管產生高頻自激。(]由于柵極的高阻抗，加上接線及分布電容、電感和柵極分布電容的影響，VMOS管在工作中可會出現高頻自激振蕩。解決V3為第二級電壓放大管，V5接成恒流源，為本級提供穩的靜態工作電流和高的負載阻抗，由于V5的存在，v3的壓增益大為提高，這樣，就不必用自舉電路。
V4、VR和R9接在V3、V5集電極之間構成Vbe擴大電，調節VR可改變末級大功率管的靜態工作電流。V4還起度補償作用，當功率管的溫度升高時，V4的發射結壓降小，于是V4的集電極一發射極電壓也降低，從而降低了功管的靜態電流，作用與二極管相似，但比二極管更靈，安裝時應與功率管一起裝在散熱器上，電氣上要絕。
V6一V9等組成輸出級，采用雙極型晶體管與場效應管混的辦法是加入阻尼電阻，即在柵極串接一只電阻(一般不超過1kQ)。
二、用場效應管構成的功放電路
本文介紹了一款采用場效應管做前級放大制作的功率放大器，音響效果很理想。()由于該功放的后級電路是一個直流耦合的電路，各級工作點的選擇，尤其第一級場效應管的工作點的選擇，將對電路的性能有較大的影響，因此本文著重敘述電路參數的計算及調試。
1．電路原理
電路主要由兩級差動放大及三級射極跟隨電路組成，如圖1所示。N溝道場效應管VT1、VT2構成第一級共源差動放大器，而VT3、VT4分別又與VT1、VT2構成共柵共源電路。眾所周知差動放大器具有共模抑制比高、失調和漂移小的優良性能。而在共柵共源電路中，后級的輸入電阻就是前級的負載電阻，由于共柵電路的輸入電阻較小，使前級共源極的電壓增益變小，但組合電路的電壓增益主要由共柵極決定，輸出電阻則主要由共柵極決定。因為前級共源極的電壓增益變小，所以特別適宜于高頻工作。R3、VT5、R4構成1mA的恒流源，此電流在VD3、R7上產生22V的電壓，從而使VT3、VT4的柵極電壓穩定在22V。由于柵源極間電壓很小，VT3、VT4．的源極電壓即VT1、VT2的漏源電壓就穩定在22V。VT3、VT4的漏源電壓也穩定在約22V。對直流而言VT3、VT4的柵極電位為22V，對交流而言VT3、VT4的柵極電位為0V，因此為共柵電路。R11、VT6構成第一級差動電路的恒流源，其作用是提高交流阻抗，提高共模抑制比。R5、C2是相位補償元件，用于防止高頻振蕩。 VT8、VT9構成第二級差動電路，VT7為其恒流源。VT0、VT11為比例式鏡像恒流源電路，VT11的集電極電流與VT10電流之比等于R22／R23，由于R22=R23，因此差動電流兩臂的電流是相等的。
VT12、VT13為末三級射極跟隨電路提供合適的工作電流點。
在輸入信號為正時，R29、R30的中點以及輸出O點電位為正，因此均可作為VT1、VT2差動級的負反饋電壓。R38、C9構成低通濾波器，角頻率為1Hz時增益即下降到1／根號2。集成電路TL072構成輸出點直流穩零跟隨器，其輸出Uo與其輸入Ui的關系為Uo=Ui+1／T∫Uidt，即Uo為Ui的比例積分，Uo作用于VT1、VT2差動級負反饋，能使O點直流電位為士10mV以下。在開環增益足夠大的情況下，整個后級電路的閉環電壓增益等于R14／R12。
場效應管放大電路的靜態分析
根據偏置電路形式，場效應管放大電路的直流通路分為自給偏壓電路和分壓式偏置電路。
一、自給偏壓電路
用N溝道結型場效應管組成的自給偏壓電路如圖Z0217所示。
自給偏壓原理：在正常工作范圍內，場效應管的柵極幾乎不取電流，IG= 0，所以，UG = 0，當有IS = ID流過RS時，
必然會產生一個電壓Us＝IsRs＝IdRs，從而有
UGS = UG- US= - IDRS
依靠場效應管自身的電流ID 產生了柵極所需的負偏壓，故稱為自給偏壓。
為了減小RS對放大倍數的影響，在RS 兩端并聯了一個旁路電容 Cs。
估算靜態工作點,由圖Z0217所示電路的直流通路可得：
UGS = UG- US= - IDRSGS0223
UDS = ED - ID（RS + Rd） GS0224
結型場效應管的轉移特性可近似表示為：
式中IDSS為飽和漏電流，VP為夾斷電壓。
聯立求解GS0223～GS0225各式，便可求得靜態工作點Q（ID，UGS，UDS）。
二、分壓式偏置電路
由于參數IDSS ，VP 等與溫度有關，因此，場效應管放大電路也要設法穩定靜態工作點。
實際上，自給偏壓電路就具有一定的穩定Q點的能力。例如：溫度升高使ID增加時，US也隨之增加，從而使UGS 更負，反過來又抑制了ID的增大。但如果對溫度穩定性要求更高時，單純靠增大RS來穩定Q點，勢必會導致Au下降，甚至產生嚴重的非線性失真。圖Z0218所示的分壓式偏置電路，通過R1與R2分壓，給柵極一個固定的IE電壓，這樣就可以把RS選的比較大，而Q點又不致于過低。圖中Rg的主要作用是增大輸入電阻，進一步減小柵極電流。
對分壓式偏置電路，在確定靜悉工作點時，同樣可用圖解法和計算法。與自給偏壓電路不同之處是UG≠0。只需將柵源回路直流負載線方程改為：
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